Симметричный термостабильный ИТУН

Сначала появилась эта схема. Начну с ее выходного каскада. Достаточно рассмотреть только одно плечо, второе абсолютно аналогично, только комплиментарно. Выходной составной транзистор (Q19,Q20) включен по схеме с общим эмиттером. С эмиттерного резистора R22 снимается сигнал местной обратной связи, пропорциональный току в выходной цепи, и подается в базу транзистора Q15 через цепь смещения – переход БЭ Q16 в диодном включении. R16 задает ток смещения через этот переход. Поскольку потенциалы эмиттеров транзисторов Q15 и Q20 примерно равны, то токи через резисторы R10 и R22 обратно пропорциональны их номиналам, и, соответственно, коэффициент усиления по току выходного каскада равен отношению R10/R22. То есть имеем один из вариантов «точного» токового зеркала. Это позволило исключить температурную модуляцию параметров выходного каскада (зависящую от режима работы выходного транзистора), приводящую к тепловым интермодуляционным искажениям. Диоды D1,D3 применяются для предотвращения насыщения выходного каскада при клиппировании – если потенциал коллекторов Q19,Q20 станет выше потенциала базы Q19 через открывшийся диод D3 начнется отвод избыточного входного тока. Выходной транзистор останется в активном режиме. Недостатки данной модификации выходного каскада – модуляция напряжения БЭ Q16 при изменении напряжения питания выходного каскада –> ухудшение коэффициента подавления пульсаций источника питания; из-за динамически отличающихся токов эмиттеров транзисторов Q15 и Q16 (у Q15 ток изменяется синхронно со входным током, а через Q16 – практически не меняется) имеется нелинейность коэффициента передачи «токового зеркала» при изменении входного/выходного тока.

Данные недостатки были устранены в выходном каскаде на этом рисунке путем введения дополнительного токового зеркала на транзисторах Q23,Q24. Это решение было найдено при макетировании ИТУН без ООС в классе "А", с которым можно знакомиться здесь. За счет динамического выравнивания токов через эмиттеры транзисторов Q15,Q16 путем деления выходного тока предыдущего каскада пополам на токовом зеркале Q23,Q24 уменьшена нелинейность коэффициента передачи тока выходным каскадом и исключена модуляция базо-эмиттерного напряжения Q16 напряжением питания выходного каскада. D3 выполняет ту же функцию. D1 исключен, так как его роль играет транзистор Q23 в диодном включении. Уменьшение чувствительности выходного каскада вдвое (из-за деления тока пополам на токовом зеркале Q23,Q24) было скомпенсировано увеличением номинала резистора R10 вдвое. Входной каскад ничего особенного из себя не представляет, широко известен. Для уменьшения эффекта Миллера коллекторы Q1,Q3 подключены к эмиттерам Q2,Q4. Для второго каскада сигнал снимается с коллекторных резисторов R5,R6. Второй каскад используется для усиления тока. Транзисторы Q11,Q13 (Q14,Q12) включены по схеме ОК-ОБ, чтобы избежать инвертирования сигнала (иначе общую ООС придется заводить в другую точку, а не в эмиттеры транзисторов Q2,Q4). Термостабилизация (и не только) второго каскада выполнена на транзисторах Q8,Q9. Тепловой контакт их корпусов с радиатором выходных транзисторов не нужен. Важнее обеспечить общий тепловой режим транзисторов Q8, Q9, Q12, Q13. Второе назначение транзисторов Q8,Q9 – это обеспечение более линейного переключения токов между Q12, Q13 в нулевой точке (напомню, что усилитель работает в классе АВ). Рассмотрим, например пару транзисторов Q8, Q11. Через коллектор Q8 в базу Q11 заводится местная ООС, так, что на его эмиттере формируется напряжение, логарифмически зависящее от входного тока второго каскада. Далее это напряжение поступает в каскад с ОБ на Q13 и преобразуется опять в линейный выходной ток второго каскада. В коллектора транзисторов Q11, Q14 введены резисторы R32 и R33 для ограничения тока второго каскада при клиппинге. Кроме того с них снимается сигнал частотной коррекции через кондесаторы C6, C7 для обеспечения устойчивости всего усилителя при введении ООС. Выяснилось, что при малом значении импеданса нагрузки и большом входном сигнале транзисторы Q2, Q4 начинают входить в насыщение из-за того, что потенциалы их коллекторов фактически зафиксированы на уровне +/– 1,4В (Uбэ(Q11)+Uбэ(Q13) или Uбэ(Q14)+Uбэ(Q12)), а потенциалы эмиттеров транзисторов Q2, Q4 изменяются синхронно со входным напряжением. Для исключения насыщения транзисторов входного каскада базы транзисторов Q12, Q13 были соединены с верхним концом резистора-датчика тока RBF. Дальнейшая оптимизация заключалась во введении источников тока в коллектора транзисторов Q2, Q4, уточнения режимов работы второго каскада, введении интегратора на Х1 для более точного поддержания «0» на выходе усилителя. При желании можно эту схему еще более усложнить, введя источники тока во входной каскад -

Что показывает симулятор - пройдемся немного по параметрам.

Со спектром гармоник и АЧХ можно ознакомиться по рисункам. THD по результатам моделирования получается на уровне 0,008% (более поздние варианты схем) и 0,02% – более ранний вариант. Практические измерения THD представлены на следующем графике (пички в области 7-20КГц - артефакты звуковой карты)

С характеристиками в частотной области можно ознакомиться ниже

Введенная частотная коррекция образует первый полюс на частоте 15-20 КГц (на рисунке два графика – верхний с разорванной ОООС, нижний – с задействованной ОООС). Для обеспечения устойчивости усилителя при работе на реальную нагрузку, параллельно ей подключается последовательная RC-цепочка с параметрами 33 Ом/0,1МкФ. Выбор резистора меньшего номинала нежелателен, так как эта цепочка совместно с индуктивностью звуковой катушки образует параллельный резонансный контур, и незачем увеличивать его добротность. Входная часть усилителя питается от стабилизированного источника +/-15В для уменьшения влияния пульсаций источника питания. Ток покоя выходного каскада выбирается в пределах 80-90 мА. Имеется оптимум, при котором третья гармоника минимальна. Предельную выходную мощность можно масштабировать выбором номинала питающего напряжения для выходного каскада в пределах области безопасной работы выходных транзисторов.

Мостовой ИТУН

Теперь о мостовом ИТУН с перекрестно-симметричной ООС. Исторически (из представленных) ;-) этот усилитель был собран первым. Не хватало для сабвуфера мощности обычного ИТУНа при заданном напряжении питания, решил сделать мост, тем более было интересно поэкспериментировать с перекрестно-симметричной ООС. За базис была взята эта схема -

Выходной каскад я уже описывал, небольшое отличие – добавлены токоограничивающие резисторы R21, R22, R32, R33 на случай клиппинга. Входной каскад – сдвоенный дифференциальный на Q5, Q6 и Q7, Q8. Источники тока выполнены для них выполнены на Q1, Q2 и Q3, Q4. Дифференциальный выходной ток входных каскадов преобразуется в одиночный на токовых зеркалах Q9, Q10 и Q11,Q12, соответственно, и втором каскаде (ОБ) на транзисторах Q13, Q14. Диоды D1 и D2 нужны для смещения потенциала базы транзисторов второго каскада, в противном случае не избежать насыщения транзисторов Q10 и Q12. Третий каскад производит перераспределение токов между плечами выходного моста – поочередно открываются пары транзисторов Q17&Q18 или Q19&Q20. Q15 и Q16 необходимы для обеспечения работы усилителя в режиме АВ и термостабилизации. Для обеспечения стабильности усилителя при введении ОООС применена частотная коррекция во втором каскаде – C1R15 и C2R16. Для поддержания примерно нулевого потенциала на выходах усилителя введен интегратор на ОУ, вход которого подключен к обоим выходам усилителя (R41, R46). За счет подключения резисторов смещения R24, R25 и R34, R35 к выходу интегратора происходит балансировка синфазного напряжения выходного каскада. Разбаланс может быть вызван разбросом параметров элементов плеч выходного каскада и температурными воздействиями. По этим же причинам позже (на схеме не показано) каждый из выходов усилителя (точки соединения коллекторов выходных транзисторов) был «посажен» на землю через резисторы, номиналом 300 Ом. Очень трудно заставить правильно работать цепь, в которой последовательно включено два источника тока :-)). Должен заметить, что для получения минимального THD необходимо очень точно выдержать согласованность номиналов резисторов перекрестно-симметричной ООС – R1 – R64 и R43||R48 – R40||R45. Кроме этого источник входного сигнала должен быть низкоомным, так как иначе его выходное сопротивление суммируется с резистором R1, внося дисбаланс. С этой целью на входе включен буферный ОУ в режиме повторителя. При отсутствии прецизионных резисторов можно ввести подстроечник в цепь с R64. Ток покоя выходных каскадов выбран примерно 50 Ма подстройкой R2. Имеется оптимум. Огромный плюс мостовой схемы – отсутствие протекания тока нагрузки по цепи «земли» и взаимная компенсация нелинейностей плеч выходного каскада. Общая нелинейность определяется в основном точностью согласования резисторов ООС и степенью подавления синфазной помехи входным каскадом. Расчетная мощность усилителя – 200 Вт на 4 Ом нагрузки. Нелинейные искажения (по симулятору) – 0,032%, полоса частот – до 30 КГц.

Вернуться на главную страницу